ขั้นตอนการส่งออกขึ้นอยู่กับ "twos"
เราจะใช้เครื่องกำเนิดเป็นแหล่งสัญญาณ กระแสสลับพร้อมอิมพีแดนซ์เอาต์พุตที่ปรับได้ (จาก 100 โอห์มถึง 10.1 kOhm) โดยเพิ่มขั้นละ 2 kOhm (รูปที่ 3) ดังนั้นเมื่อทดสอบ VC ที่ความต้านทานเอาต์พุตสูงสุดของเครื่องกำเนิดไฟฟ้า (10.1 kOhm) เราจะนำโหมดการทำงานของ VC ที่ทดสอบเข้าใกล้ในระดับหนึ่งใกล้กับวงจรที่มีลูปป้อนกลับแบบเปิดและในอีกระดับหนึ่ง (100 โอห์ม) - ไปยังวงจรที่มีลูปป้อนกลับแบบปิด
ประเภทหลักของทรานซิสเตอร์แบบไบโพลาร์คอมโพสิต (BTs) แสดงไว้ในรูปที่ 1 4. ส่วนใหญ่มักจะอยู่ใน VC จะใช้ทรานซิสเตอร์ดาร์ลิงตันแบบคอมโพสิต (รูปที่ 4a) โดยอาศัยทรานซิสเตอร์สองตัวที่มีค่าการนำไฟฟ้าเท่ากัน (ดาร์ลิงตัน "สองเท่า") บ่อยครั้งน้อยกว่า - ทรานซิสเตอร์ Szyklai คอมโพสิต (รูปที่ 4b) ของทรานซิสเตอร์สองตัวที่แตกต่างกัน ค่าการนำไฟฟ้าที่มี OS เชิงลบในปัจจุบันและแม้แต่น้อยกว่า - ทรานซิสเตอร์คอมโพสิต Bryston (Bryston, รูปที่ 4 c)
ทรานซิสเตอร์ "เพชร" ซึ่งเป็นทรานซิสเตอร์ชนิดผสม Sziklai แสดงในรูปที่ 1 4 g. ต่างจากทรานซิสเตอร์ Szyklai ในทรานซิสเตอร์นี้ต้องขอบคุณ "กระจกปัจจุบัน" กระแสสะสมของทรานซิสเตอร์ทั้ง VT 2 และ VT 3 เกือบจะเท่ากัน บางครั้งใช้ทรานซิสเตอร์ Shiklai โดยมีค่าสัมประสิทธิ์การส่งผ่านมากกว่า 1 (รูปที่ 4 ง) ในกรณีนี้ K P =1+ R 2/ R 1 สามารถรับวงจรที่คล้ายกันได้โดยใช้ทรานซิสเตอร์สนามผล (FET)
1.1. ขั้นตอนการส่งออกขึ้นอยู่กับ "twos" "Deuka" คือสเตจเอาท์พุตแบบพุช-พูลที่มีทรานซิสเตอร์เชื่อมต่อตามวงจรดาร์ลิงตัน, ไซไคลหรือทั้งสองอย่างรวมกัน (สเตจกึ่งเสริม, ไบรสตัน ฯลฯ) สเตจเอาท์พุตแบบพุช-พูลทั่วไปที่ใช้ดาร์ลิงตันผีสางจะแสดงในรูปที่ 1 5. หากตัวต้านทานตัวปล่อย R3, R4 (รูปที่ 10) ของทรานซิสเตอร์อินพุต VT 1, VT 2 เชื่อมต่อกับบัสกำลังตรงข้ามดังนั้นทรานซิสเตอร์เหล่านี้จะทำงานโดยไม่มีการตัดกระแสเช่น ในโหมดคลาส A
เรามาดูกันว่าการจับคู่ทรานซิสเตอร์เอาท์พุตจะให้อะไรกับ "Darlingt she" สองตัว (รูปที่ 13)
ในรูป รูปที่ 15 แสดงวงจร VK ที่ใช้ในเครื่องขยายเสียงระดับมืออาชีพและเครื่องขยายเสียงตัวใดตัวหนึ่ง
 |
โครงการ Siklai ได้รับความนิยมน้อยกว่าใน VK (รูปที่ 18) ในช่วงแรกของการพัฒนาการออกแบบวงจรสำหรับทรานซิสเตอร์ UMZCH สเตจเอาท์พุตกึ่งเสริมเป็นที่นิยมเมื่อต้นแขนดำเนินการตามวงจรดาร์ลิงตันและส่วนล่างตามวงจร Sziklai อย่างไรก็ตาม ในเวอร์ชันดั้งเดิม อิมพีแดนซ์อินพุตของแขน VC นั้นไม่สมมาตร ซึ่งนำไปสู่การบิดเบือนเพิ่มเติม VC เวอร์ชันดัดแปลงที่มีไดโอด Baxandall ซึ่งใช้จุดเชื่อมต่อตัวปล่อยฐานของทรานซิสเตอร์ VT 3 จะแสดงในรูปที่ 1 20.
นอกเหนือจากการพิจารณา "สอง" แล้วยังมีการดัดแปลง Bryston VC ซึ่งทรานซิสเตอร์อินพุตควบคุมทรานซิสเตอร์ของค่าการนำไฟฟ้าหนึ่งค่าด้วยกระแสของตัวปล่อยและกระแสของตัวสะสมจะควบคุมทรานซิสเตอร์ของค่าการนำไฟฟ้าที่แตกต่างกัน (รูปที่ 22) การเรียงซ้อนที่คล้ายกันนี้สามารถนำไปใช้กับทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามได้เช่น MOSFET ด้านข้าง (รูปที่ 24)
ระยะเอาท์พุตไฮบริดตามวงจร Sziklai พร้อมทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามตามเอาท์พุตจะแสดงในรูปที่ 1 28. ลองพิจารณาวงจรของแอมพลิฟายเออร์แบบขนานโดยใช้ทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนาม (รูปที่ 30)
เช่น วิธีที่มีประสิทธิภาพเพื่อเพิ่มและรักษาเสถียรภาพของความต้านทานอินพุตของ "สอง" ขอเสนอให้ใช้บัฟเฟอร์ที่อินพุตเช่นตัวติดตามตัวปล่อยที่มีตัวกำเนิดกระแสในวงจรตัวส่งสัญญาณ (รูปที่ 32)
 |
จากการพิจารณา "สอง" สิ่งที่เลวร้ายที่สุดในแง่ของการเบี่ยงเบนเฟสและแบนด์วิดท์คือ Szyklai VK มาดูกันว่าการใช้บัฟเฟอร์สามารถทำอะไรกับน้ำตกดังกล่าวได้ หากแทนที่จะใช้บัฟเฟอร์เดียวคุณใช้สองตัวบนทรานซิสเตอร์ที่มีค่าการนำไฟฟ้าต่างกันที่เชื่อมต่อแบบขนาน (รูปที่ 35) คุณสามารถคาดหวังการปรับปรุงเพิ่มเติมในพารามิเตอร์และความต้านทานอินพุตที่เพิ่มขึ้น จากวงจรสองขั้นตอนที่พิจารณาทั้งหมด วิธีที่ดีที่สุดวงจรของสไซไคลที่มีทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามแสดงให้เห็นในแง่ของการบิดเบือนแบบไม่เชิงเส้น มาดูกันว่าการติดตั้งบัฟเฟอร์แบบขนานที่อินพุตจะทำอะไรได้บ้าง (รูปที่ 37)
พารามิเตอร์ของระยะเอาต์พุตที่ศึกษาสรุปไว้ในตาราง 1 1.
 |
การวิเคราะห์ตารางช่วยให้เราสามารถสรุปผลได้ดังต่อไปนี้:
- VC ใด ๆ จาก "twos" บน BT เนื่องจากโหลด UN นั้นไม่เหมาะสมสำหรับการทำงานใน UMZCH ที่มีความเที่ยงตรงสูง
- คุณลักษณะของ VC ที่มี DC ที่เอาต์พุตขึ้นอยู่กับความต้านทานของแหล่งสัญญาณเพียงเล็กน้อย
- ระยะบัฟเฟอร์ที่อินพุตของ "สอง" ใดๆ บน BT จะเพิ่มอิมพีแดนซ์อินพุต ลดองค์ประกอบอุปนัยของเอาต์พุต ขยายแบนด์วิธ และทำให้พารามิเตอร์เป็นอิสระจากอิมพีแดนซ์เอาต์พุตของแหล่งสัญญาณ
- VK Siklai พร้อมเอาต์พุต DC และบัฟเฟอร์แบบขนานที่อินพุต (รูปที่ 37) มีคุณสมบัติสูงสุด (ความผิดเพี้ยนขั้นต่ำ, แบนด์วิดท์สูงสุด, ส่วนเบี่ยงเบนเฟสเป็นศูนย์ในช่วงเสียง)
ขั้นตอนการส่งออกขึ้นอยู่กับ "สามเท่า"
ใน UMZCH คุณภาพสูงมักใช้โครงสร้างสามขั้นตอนมากขึ้น: แฝดดาร์ลิงตัน, Shiklai พร้อมทรานซิสเตอร์เอาต์พุตดาร์ลิงตัน, Shiklai พร้อมทรานซิสเตอร์เอาต์พุต Bryston และการรวมกันอื่น ๆ หนึ่งในขั้นตอนเอาต์พุตที่ได้รับความนิยมมากที่สุดในปัจจุบันคือ VC ที่ใช้ทรานซิสเตอร์ดาร์ลิงตันคอมโพสิตที่มีทรานซิสเตอร์สามตัว (รูปที่ 39) ในรูป รูปที่ 41 แสดง VC ที่มีการแยกย่อยแบบคาสเคด: ตัวทวนอินพุตทำงานพร้อมกันในสองสเตจ ซึ่งในทางกลับกันก็ทำงานบนสเตจละสองสเตจด้วย และสเตจที่สามเชื่อมต่อกับเอาต์พุตทั่วไป เป็นผลให้ทรานซิสเตอร์สี่ตัวทำงานที่เอาต์พุตของ VC ดังกล่าว
 |
วงจร VC ซึ่งใช้ทรานซิสเตอร์ดาร์ลิงตันคอมโพสิตเป็นทรานซิสเตอร์เอาท์พุต ดังแสดงในรูปที่ 1 43. พารามิเตอร์ของ VC ในรูปที่ 43 สามารถปรับปรุงได้อย่างมีนัยสำคัญหากคุณรวมบัฟเฟอร์บัฟเฟอร์แบบขนานที่อินพุตซึ่งพิสูจน์ตัวเองได้ดีด้วย "twos" (รูปที่ 44)
ตัวแปรของ VK Siklai ตามแผนภาพในรูป 4 g โดยใช้ทรานซิสเตอร์คอมโพสิต Bryston แสดงในรูปที่ 1 46. ในรูป รูปที่ 48 แสดงตัวแปรของ VK บนทรานซิสเตอร์ Sziklai (รูปที่ 4e) ที่มีค่าสัมประสิทธิ์การส่งผ่านประมาณ 5 ซึ่งทรานซิสเตอร์อินพุตทำงานในคลาส A (ไม่แสดงวงจรเทอร์โมสแตท)
ในรูป รูปที่ 51 แสดง VC ตามโครงสร้างของวงจรก่อนหน้าโดยมีเพียงค่าสัมประสิทธิ์การส่งผ่านหน่วยเท่านั้น การตรวจสอบจะไม่สมบูรณ์หากเราไม่อาศัยวงจรเอาท์พุตที่มีการแก้ไขความไม่เชิงเส้นของ Hawksford ดังแสดงในรูปที่ 1 53. ทรานซิสเตอร์ VT 5 และ VT 6 เป็นทรานซิสเตอร์ดาร์ลิงตันแบบคอมโพสิต
มาแทนที่ทรานซิสเตอร์เอาท์พุตด้วยทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามประเภทด้านข้าง (รูปที่ 57)
 |
วงจรป้องกันความอิ่มตัวของทรานซิสเตอร์เอาท์พุตช่วยเพิ่มความน่าเชื่อถือของแอมพลิฟายเออร์โดยการกำจัดกระแสซึ่งเป็นอันตรายอย่างยิ่งเมื่อตัดสัญญาณความถี่สูง โซลูชั่นต่างๆ ดังกล่าวแสดงไว้ในรูปที่ 1 58. ผ่านไดโอดด้านบน กระแสส่วนเกินของฐานจะถูกปล่อยออกสู่ตัวสะสมของทรานซิสเตอร์เมื่อเข้าใกล้แรงดันอิ่มตัว แรงดันไฟฟ้าอิ่มตัวของทรานซิสเตอร์กำลังมักจะอยู่ในช่วง 0.5...1.5 V ซึ่งใกล้เคียงกับแรงดันไฟฟ้าตกคร่อมทางแยกฐาน-ตัวปล่อย ในตัวเลือกแรก (รูปที่ 58 ก) เนื่องจากไดโอดเพิ่มเติมในวงจรฐาน แรงดันไฟฟ้าของตัวปล่อย-ตัวสะสมจึงไม่ถึงแรงดันอิ่มตัวประมาณ 0.6 V (แรงดันตกคร่อมไดโอด) วงจรที่สอง (รูปที่ 58b) ต้องการการเลือกตัวต้านทาน R 1 และ R 2 ไดโอดล่างในวงจรได้รับการออกแบบให้ปิดทรานซิสเตอร์อย่างรวดเร็วระหว่างสัญญาณพัลส์ โซลูชันที่คล้ายกันนี้ใช้ในสวิตช์ไฟ
บ่อยครั้ง เพื่อปรับปรุงคุณภาพ UMZCH จึงติดตั้งแหล่งจ่ายไฟแยกต่างหาก โดยเพิ่มขึ้น 10...15 V สำหรับสเตจอินพุตและเครื่องขยายแรงดันไฟฟ้า และลดลงสำหรับสเตจเอาท์พุต ในกรณีนี้ เพื่อหลีกเลี่ยงความล้มเหลวของทรานซิสเตอร์เอาท์พุตและลดการโอเวอร์โหลดของทรานซิสเตอร์พรีเอาท์พุต จำเป็นต้องใช้ไดโอดป้องกัน ลองพิจารณาตัวเลือกนี้โดยใช้ตัวอย่างการดัดแปลงวงจรในรูป 39. หากแรงดันไฟฟ้าอินพุตเพิ่มขึ้นเหนือแรงดันไฟฟ้าของทรานซิสเตอร์เอาต์พุต ไดโอดเพิ่มเติม VD 1, VD 2 จะเปิด (รูปที่ 59) และกระแสฐานส่วนเกินของทรานซิสเตอร์ VT 1, VT 2 จะถูกเทลงบนบัสกำลังของ ทรานซิสเตอร์ขั้นสุดท้าย ในกรณีนี้แรงดันไฟฟ้าอินพุตไม่ได้รับอนุญาตให้เพิ่มขึ้นเหนือระดับการจ่ายสำหรับระยะเอาต์พุตของ VC และกระแสสะสมของทรานซิสเตอร์ VT 1, VT 2 จะลดลง
วงจรอคติ
ก่อนหน้านี้เพื่อความเรียบง่าย แทนที่จะใช้วงจรไบแอสใน UMZCH จะใช้แหล่งจ่ายแรงดันไฟฟ้าแยกต่างหาก โดยเฉพาะอย่างยิ่งวงจรที่พิจารณาหลายวงจร สเตจเอาต์พุตที่มีตัวติดตามแบบขนานที่อินพุต ไม่จำเป็นต้องใช้วงจรไบแอส ซึ่งเป็นข้อได้เปรียบเพิ่มเติม ตอนนี้เรามาดูรูปแบบการกระจัดทั่วไปซึ่งแสดงไว้ในรูปที่ 1 60, 61.
เครื่องกำเนิดไฟฟ้ากระแสตรงที่เสถียร วงจรมาตรฐานจำนวนหนึ่งใช้กันอย่างแพร่หลายใน UMZCH สมัยใหม่: ดิฟเฟอเรนเชียลคาสเคด (DC), ตัวสะท้อนกระแส ("กระจกปัจจุบัน"), วงจรเลื่อนระดับ, คาสโค้ด (พร้อมแหล่งจ่ายไฟแบบอนุกรมและขนาน ส่วนหลังเรียกอีกอย่างว่า "cascode ที่เสียหาย"), กระแสไฟของเครื่องกำเนิดไฟฟ้าที่เสถียร (GST) ฯลฯ การใช้งานที่ถูกต้องสามารถเพิ่มขึ้นได้อย่างมาก ข้อมูลจำเพาะ UMZCH. เราจะประมาณค่าพารามิเตอร์ของวงจร GTS หลัก (รูปที่ 62 - 6 6) โดยใช้การสร้างแบบจำลอง เราจะถือว่า GTS เป็นภาระของ UN และเชื่อมต่อแบบขนานกับ VC เราศึกษาคุณสมบัติของมันโดยใช้เทคนิคที่คล้ายคลึงกับการศึกษา VC
ตัวสะท้อนแสงในปัจจุบัน
วงจร GTS ที่พิจารณานั้นเป็นตัวแปรหนึ่งของโหลดไดนามิกสำหรับ UN วงจรเดียว ใน UMZCH ที่มีหนึ่งดิฟเฟอเรนเชียลคาสเคด (DC) เพื่อจัดระเบียบโหลดไดนามิกของตัวนับใน UN พวกเขาใช้โครงสร้างของ "มิเรอร์ปัจจุบัน" หรือที่เรียกกันว่า "ตัวสะท้อนแสงปัจจุบัน" (OT) โครงสร้าง UMZCH นี้เป็นลักษณะของแอมพลิฟายเออร์ของ Holton, Hafler และอื่น ๆ วงจรหลักของตัวสะท้อนแสงปัจจุบันจะแสดงในรูปที่ 1 67. พวกเขาสามารถมีค่าสัมประสิทธิ์การส่งผ่านที่เป็นเอกภาพ (แม่นยำยิ่งขึ้นใกล้กับ 1) หรือด้วยหน่วยที่มากกว่าหรือน้อยกว่า (สเกลตัวสะท้อนกระแส) ในเครื่องขยายแรงดันไฟฟ้า กระแส OT อยู่ในช่วง 3...20 mA: ดังนั้น เราจะทดสอบ OT ทั้งหมดที่กระแสประมาณ 10 mA ตามแผนภาพในรูปที่ 1 68.
ผลการทดสอบแสดงไว้ในตาราง 3.
ตัวอย่างของแอมพลิฟายเออร์จริงคือวงจรแอมพลิฟายเออร์ S. BOCK ซึ่งตีพิมพ์ในวารสาร Radiomir, 201 1, หมายเลข 1, p. 5 - 7; ลำดับที่ 2, น. 5 - 7 Radiotechnika หมายเลข 11, 12/06
เป้าหมายของผู้เขียนคือการสร้างเพาเวอร์แอมป์ที่เหมาะสมสำหรับทั้งเสียง "อวกาศ" ในช่วงเทศกาลและสำหรับดิสโก้ แน่นอนว่าฉันต้องการให้มันใส่ในกล่องที่มีขนาดค่อนข้างเล็กและเคลื่อนย้ายได้ง่าย ข้อกำหนดอีกประการหนึ่งคือความพร้อมของส่วนประกอบต่างๆ ด้วยความพยายามที่จะให้ได้คุณภาพ Hi-Fi ฉันจึงเลือกวงจรเอาท์พุตเอาท์พุตแบบสมมาตรเสริม ขีดสุด กำลังขับแอมพลิฟายเออร์ตั้งไว้ที่ 300 วัตต์ (ที่โหลด 4 โอห์ม) ด้วยกำลังนี้แรงดันเอาต์พุตจะอยู่ที่ประมาณ 35 V ดังนั้น UMZCH จึงต้องใช้แรงดันไฟฟ้าแบบไบโพลาร์ภายใน 2x60 V วงจรเครื่องขยายเสียงแสดงในรูปที่ 1 1. UMZCH มีอินพุตแบบไม่สมมาตร ระยะอินพุตถูกสร้างขึ้นโดยแอมพลิฟายเออร์ดิฟเฟอเรนเชียลสองตัว
A. PETROV, Radiomir, 201 1, หมายเลข 4 - 12
การเลือกบล็อกไดอะแกรมของเพาเวอร์แอมป์ นำเสนอในรูปที่ 2 ขั้นตอนการป้อนข้อมูลทำจากทรานซิสเตอร์ วีที1เชื่อมต่อกับตัวส่งสัญญาณทั่วไป ตัวต้านทาน R4คือโหลดของระยะการขยายช่วงแรก จากนั้นสัญญาณที่ขยายจะถูกส่งไปยังฐานของทรานซิสเตอร์ วีที2ซึ่งเป็นขั้นกลางของการขยายเสียง ขั้นตอนการส่งออกถูกประกอบขึ้น ทรานซิสเตอร์สองขั้ว VT7…VT10ตามโครงการดาร์ลิงตัน ดังนั้นเพาเวอร์แอมป์จึงมีสามสเตจ มาวาดแผนภาพโดยประมาณของเพาเวอร์แอมป์ในอนาคต:
รูปที่ 2 - แผนภาพโดยประมาณของ UMZCH
แรงดันไฟเอาท์พุตสูงสุดและกระแสไฟเอาท์พุตสูงสุดคำนวณจากกำลังไฟเอาท์พุต พี.แอล.= 5 วัตต์ และความต้านทานโหลด อาร์.แอล.= 4 โอห์ม
ขั้นตอนการส่งออก
ตามเนื้อผ้า การทำงานและการคำนวณของเพาเวอร์แอมป์จะเริ่มพิจารณาจากสเตจเอาท์พุต เนื่องจากพารามิเตอร์หลายตัวของ UMZCH เช่น ประสิทธิภาพพลังงาน การบิดเบือนแบบไม่เชิงเส้น ความน่าเชื่อถือ ฯลฯ ขึ้นอยู่กับวงจรสเตจเอาท์พุตอย่างมาก ระยะเอาท์พุตคือตัวติดตามตัวปล่อยตามทรานซิสเตอร์เสริมที่เชื่อมต่อตามวงจรดาร์ลิงตัน ในขั้นตอนนี้ โหลดจะเชื่อมต่อกับตัวสะสมของทรานซิสเตอร์เอาท์พุต ระยะเอาท์พุตของ UMZCH แสดงในรูปที่ 3
รูปที่ 3 - ระยะเอาต์พุต UMZCH
แรงดันไฟฟ้าที่ต้องการ อีพีเราจะพบเพาเวอร์แอมป์ตามสูตรกำลัง:
จากสัดส่วนผลลัพธ์เราพบว่า:
เมื่อเราพบว่า อีพี;
เลือกแรงดันไฟฟ้าที่สูงขึ้นเล็กน้อยโดยคำนึงถึงข้อผิดพลาดในการคำนวณและการสูญเสียพลังงานที่อินพุตและขั้นกลาง ยอมรับเถอะ
สเตจเอาท์พุตทำหน้าที่เป็นแอมพลิฟายเออร์กระแสไฟ และโดยทั่วไปถือได้ว่าเป็นตัวแปลงอิมพีแดนซ์ที่จับคู่เอาต์พุตอิมพีแดนซ์ต่ำของสเตจที่มีความต้านทานโหลด
กำลังของสเตจเอาต์พุตมักจะอยู่ในช่วง 50 mW สูงถึง 100W ดังนั้นเมื่อคำนวณแอมพลิฟายเออร์คุณควรคำนึงถึงพลังงานที่ทรานซิสเตอร์กระจายไปเสมอ
แรงดันพังทลายของทรานซิสเตอร์เอาท์พุต เวอร์มอนต์ 8 และ เวอร์มอนต์ 10 ควรเป็น:
การกระจายพลังงานสูงสุดของทรานซิสเตอร์ เวอร์มอนต์ 8 และ เวอร์มอนต์ 10 ที่มีโหลดแอ็คทีฟและสัญญาณฮาร์มอนิกที่อินพุตเท่ากับ:
กระแสไฟฟ้าลัดวงจรของทรานซิสเตอร์เอาท์พุตคือ:
ดังนั้น ด้วยค่าพารามิเตอร์ที่ทราบ โดยใช้ข้อมูลอ้างอิง เราจึงเลือกคู่เสริมของทรานซิสเตอร์เอาท์พุต: เวอร์มอนต์ 8 - เคที 816V, เวอร์มอนต์ 10 - เคที 817V.
โดยกระแสไฟขาออกสูงสุด ไอแมกซ์และกำไรปัจจุบันขั้นต่ำ บี0 = 25,ประเภททรานซิสเตอร์ที่เลือก เวอร์มอนต์ 8 และ เวอร์มอนต์ 10 คำนวณกระแสสะสมของทรานซิสเตอร์ เวอร์มอนต์ 7 และ เวอร์มอนต์ 9:
กระแสสะสมนี้สอดคล้องกับโครงสร้างทรานซิสเตอร์ซิลิคอนกำลังต่ำ KT 3102B n-p-nและทรานซิสเตอร์ซิลิคอนกำลังต่ำ KT 3107B - โครงสร้าง พี-เอ็น-พี.
เป็นทรานซิสเตอร์ เวอร์มอนต์ 2 (ทรานซิสเตอร์ขั้นกลาง) คุณสามารถใช้ทรานซิสเตอร์ความถี่ต่ำพลังงานต่ำได้เกือบทุกชนิด คุณเพียงแค่ต้องใส่ใจกับแรงดันไฟฟ้าของตัวสะสมและตัวปล่อยสูงสุดซึ่งไม่ควรน้อยกว่า แรงดันไฟฟ้านี้สอดคล้องกับทรานซิสเตอร์ประเภท KT 3107B ซึ่งแรงดันไฟฟ้าของตัวสะสม-ตัวปล่อยสูงสุดคือ 45V
มาดูการพิจารณาและการคำนวณการป้องกันกระแสเกินและการลัดวงจรของเอาต์พุต เนื่องจากความต้านทานเอาต์พุตต่ำ เพาเวอร์แอมป์จึงสามารถโอเวอร์โหลดได้ง่ายด้วยกระแสโหลด และความเสียหายเนื่องจากความร้อนสูงเกินไปของทรานซิสเตอร์เอาท์พุต มาตรการออกแบบเพื่อเพิ่มความน่าเชื่อถือ เช่น การเลือกทรานซิสเตอร์ที่มีการกระจายพลังงานมาก การเพิ่มพื้นที่ของพื้นผิวการกระจายความร้อน ส่งผลให้ต้นทุนของโครงสร้างเพิ่มขึ้น และลักษณะน้ำหนักและขนาดลดลง ดังนั้นจึงแนะนำให้ใช้วิธีวงจรเพื่อเพิ่มความน่าเชื่อถือโดยแนะนำวงจรป้องกันกระแสเกินและการลัดวงจรเอาต์พุตลงในเพาเวอร์แอมป์
พิจารณาหลักการทำงานของการป้องกันระยะเอาต์พุตของ UMZCH จากกระแสเกินและการลัดวงจรของเอาต์พุต วงจรป้องกันประกอบด้วยทรานซิสเตอร์ เวอร์มอนต์ 5 และ เวอร์มอนต์ 6 และตัวต้านทาน ร 10…ร 13. วงจรป้องกันดังแสดงในรูปที่ 4 วงจรป้องกันทำงานดังนี้
ที่กระแสโหลดต่ำเพียงพอที่ทรานซิสเตอร์ เวอร์มอนต์ 5 ถูกล็อคเนื่องจากแรงดันไฟฟ้าตกคร่อมตัวต้านทาน ร 11 ไม่เพียงพอที่จะเปิด และวงจรป้องกันแทบไม่มีผลกระทบต่อการทำงานของเพาเวอร์แอมป์ เมื่อกระแสโหลดเพิ่มขึ้น แรงดันตกคร่อมตัวต้านทานจะเพิ่มขึ้น ร 11 (สำหรับครึ่งคลื่นบวก; สำหรับครึ่งคลื่นลบของแรงดันเอาต์พุต แรงดันตกคร่อมตัวต้านทานจะเพิ่มขึ้น ร 12) เมื่อแรงดันตกคร่อมตัวต้านทานถึง ร 11, เกณฑ์ อุเบะ ปการเปิดทรานซิสเตอร์ เวอร์มอนต์ 5 จะปลดล็อคโดยรับส่วนหนึ่งของกระแสแหล่งที่มา จึงทำให้กระแสโหลดสูงสุดมีความเสถียร ค่าของตัวต้านทาน R11 และ R12 คำนวณโดยใช้สูตร:
ตัวต้านทาน ร 11 และ ร 13 มีความต้านทานต่ำ (100...150 โอห์ม) และทำหน้าที่จำกัดกระแสฐานทรานซิสเตอร์ เวอร์มอนต์ 11 เวอร์มอนต์ 13. ตัวต้านทาน ร 11 และ ร 13 แทบไม่มีผลกระทบต่อการทำงานของวงจรป้องกัน
รูปที่ 4 - วงจรสำหรับป้องกันระยะเอาต์พุตของ UMZCH จากกระแสเกินและการลัดวงจรของเอาต์พุต
ต่อไปเรามาดูแผนภาพความเสถียรของอุณหภูมิของกระแสนิ่งของสเตจเอาต์พุตของ UMZCH กัน มีเทคนิควงจรที่แตกต่างกันค่อนข้างมากเพื่อให้แน่ใจว่าอุณหภูมิคงที่ของกระแสนิ่งของทรานซิสเตอร์เอาท์พุต ในที่สุดทั้งหมดนี้จำเป็นต้องมีการสร้างหน้าสัมผัสความร้อนระหว่างองค์ประกอบของวงจรรักษาเสถียรภาพทั้งกับตัวทรานซิสเตอร์หรือกับพื้นผิวที่กระจายความร้อน อีกตัวอย่างหนึ่งของการสร้างระยะเอาท์พุตของเพาเวอร์แอมป์ที่มีการรักษาอุณหภูมิของกระแสนิ่งของทรานซิสเตอร์เอาท์พุตจะแสดงในรูปที่ 4 ข้อดีของวิธีนี้คือวางองค์ประกอบที่ไวต่ออุณหภูมิเพียงชิ้นเดียวเท่านั้นบนพื้นผิวที่ระบายความร้อน - ทรานซิสเตอร์ เวอร์มอนต์ 4. เงื่อนไขที่เลือกค่าตัวต้านทาน ร 6 และ ร 8:
โดยทั่วไป อัตราส่วนควรเป็นตัวเลขที่น้อยกว่าปริมาณหนึ่ง พี-เอ็นการเปลี่ยนผ่านในวงจร ตัวต้านทาน รตัวแปร 8 ถูกดำเนินการเพื่อให้แน่ใจว่าการติดตั้งกระแสนิ่งที่ต้องการของทรานซิสเตอร์ของสเตจเอาต์พุตของเพาเวอร์แอมป์ เรามาเลือกค่าความต้านทานกันดีกว่า ร 6 และ ร 8 โดยคำนึงถึงอัตราส่วนของมันควรจะประมาณเท่ากับสาม ดังนั้นจึงมีทรานซิสเตอร์สี่ตัวในระยะเอาท์พุต (เช่น มีสี่ตัว พี-เอ็นการเปลี่ยนแปลง) เรามาต่อต้านกันเถอะ ร 6 เท่ากับ 1,000 โอห์ม ร 8 จะเท่ากับ:
ในการคำนวณตัวต้านทาน R7 เราใช้นิพจน์:
มาคำนวณกัน ร 7.
จาก
ต้นแบบซึ่งผู้อ่านนิตยสารคุ้นเคยในปี 1988 แอมพลิฟายเออร์นี้
มีกำลังขับเพิ่มขึ้นและการป้องกันระยะเอาท์พุตจาก
ไฟฟ้าลัดวงจร. แอมพลิฟายเออร์ในโหมดไม่ได้ใช้งานกินกระแสน้อยมาก แต่
เมื่อสัญญาณถูกขยาย มันจะสลับไปที่โหมดคลาส AB พร้อมไดนามิกไบแอส
เครื่องขยายเสียง
พลังซึ่งเป็นแผนภาพที่แสดงในรูปนั้นชวนให้นึกถึงหลายวิธี
ตีพิมพ์ก่อนหน้านี้โดยผู้เขียนบทความนี้ในนิตยสาร แต่อันใหม่มีมาก
มีพลังมากขึ้น การเพิ่มแรงดันไฟฟ้าทำได้โดยใช้
ไมโครวงจรไฟฟ้าแรงสูง อุปกรณ์ได้รับการเสริมด้วยการป้องกันทรานซิสเตอร์อันทรงพลัง
จากโหลดไฟฟ้าลัดวงจร
ลักษณะทางเทคนิคหลัก
แรงดันไฟฟ้าขาเข้าที่กำหนด, V – 0,5
กำลังขับพิกัด W ต่อ
โหลด 8 โอห์ม – อย่างน้อย 35
ช่วงความถี่ที่กำหนด Hz – 20…20000
ค่าสัมประสิทธิ์ฮาร์มอนิก % ที่กำหนด
กำลังไฟที่ความถี่ 1 kHz ไม่เกินนี้
– 0,1
เล็กน้อย
เกี่ยวกับการทำงานของเครื่องขยายเสียง สัญญาณอินพุตจะถูกส่งไปยังอินพุตที่ไม่กลับด้านของ op-amp DA1
ถูกขยายประมาณ 40 เท่า และจากเอาต์พุตจะถูกส่งไปยังทรานซิสเตอร์เอาต์พุต
VT3 และผ่านตัวเก็บประจุ SZ - ไปยังอินพุตที่ไม่กลับด้านของ op-amp DA2 สำหรับแรงดันไฟฟ้า
สัญญาณตามทรานซิสเตอร์ VT3 ของระยะเอาต์พุตของ op-amp DA2 ทำหน้าที่เป็น
ตัวติดตามแรงดันไฟฟ้า (เนื่องจากมีตัวเก็บประจุป้อนกลับ 04)
ในเวลาเดียวกัน DA2 ทำหน้าที่ตรวจสอบกระแสนิ่งของสเตจเอาท์พุต
การควบคุมแรงดันตกคร่อมตัวต้านทาน R10, R11 นี่คือความตึงเครียด
op-amp จะถูกขยายและไปที่ฐานของทรานซิสเตอร์เอาต์พุต VT4 พร้อมกับสัญญาณ
น้ำตกซึ่งนำไปสู่การหยุดชั่วคราวของสัญญาณเสียงเพื่อลดกระแสนิ่งเกือบ
เป็นศูนย์ การปิดทรานซิสเตอร์ VT4 นี้อาจทำให้เกิดการเปลี่ยนแปลงในเอาต์พุต
แรงดันแอมป์ แต่แรงดันป้อนกลับ (DC)
ผ่านตัวต้านทาน R3 ซึ่งมาจากเอาต์พุต DA1 ถึงฐานของทรานซิสเตอร์ VT3 ทำให้เกิด
การลดลงของกระแสที่สอดคล้องกันโดยรักษาค่าเฉลี่ยที่เอาต์พุตของแอมพลิฟายเออร์
แรงดันไฟฟ้าใกล้กับศูนย์
ที่
การขยายสัญญาณเสียง ตัวเก็บประจุ SZ-S5 จะถูกชาร์จใหม่โดยการเต้นเป็นจังหวะ
แรงดันไฟฟ้าที่กระทำบนทางแยกฐาน-อิมิตเตอร์ของทรานซิสเตอร์กำลังสูง
ดังนั้นกระแสผ่านของสเตจเอาท์พุตที่มีค่าแรงดันสัญญาณเป็นศูนย์
จริงๆ แล้วแตกต่างจากศูนย์และขึ้นอยู่กับระดับของสัญญาณเสียง
ถึง 100...150 mA ในกรณีที่ไม่มีสัญญาณ ไดโอด VD1-VD3 จะช่วยเร่งกระบวนการ
เปลี่ยนไปใช้โหมดพักแบบประหยัดเมื่อทรานซิสเตอร์ทรงพลังใช้งานได้จริง
ปิด.
ทรานซิสเตอร์
VT1, VT2 ป้องกันระยะเอาท์พุตจากการลัดวงจรของโหลดเนื่องจาก
กระแสตอบรับโดยใช้แรงดันไฟฟ้าที่นำมาจากตัวต้านทาน R10, R11 นิ้ว
วงจรอิมิตเตอร์ของทรานซิสเตอร์กำลังสูง ส่งผลให้กระแสไฟขาออกของสเตจอันทรงพลัง
จำกัดที่ประมาณ 6 A.
โภชนาการ
UMZCH ยังสามารถทำได้จากวงจรเรียงกระแส "unipolar" (โดยไม่มีจุดกึ่งกลาง)
ดังนั้นเอาต์พุตของแอมพลิฟายเออร์ที่ติดตั้งบนการแลกเปลี่ยนโทรศัพท์และขับเคลื่อนจากแหล่งกำเนิด
จ่ายแรงดันไฟฟ้า -60 V เชื่อมต่อกับโหลดผ่านตัวแยกออกไซด์
ตัวเก็บประจุที่มีความจุ 2,200 μFที่ 100 V วงจรไฟฟ้า VT3 และ DA1 เชื่อมต่อกับทั่วไป
ลวดและที่ขั้วด้านล่างของตัวต้านทาน R1 จะมีแรงดันไฟฟ้าประมาณครึ่งหนึ่ง
แรงดันไฟฟ้าที่จ่ายจากตัวแบ่งตัวต้านทานสองตัวที่มีความต้านทานเท่ากับ
100 kOhm พร้อมตัวเก็บประจุบล็อกออกไซด์ 200 µF ที่ 50 V
กับ
โหลดที่มีความต้านทาน 4 โอห์มกำลังขับของ UMZCH น้อยกว่า 100 W เล็กน้อย
ดังนั้นขนาดของแผ่นระบายความร้อนต้องมีขนาดไม่ต่ำกว่า 35x100x200 มม. ขีดสุด
กระแสไฟฟ้าของวงจรเรียงกระแสแหล่งจ่ายไฟ (มีความเสถียรมากกว่า) ต้องมีอย่างน้อย 6 A
การติดตั้ง
เครื่องขยายเสียงนั้นง่ายมากและการเชื่อมต่อระหว่างองค์ประกอบที่ติดตั้งบนบอร์ด
และแผ่นระบายความร้อนทำจากลวดอ่อนตัว เพื่อเชื่อมต่อทรานซิสเตอร์
สำหรับระยะเอาท์พุต ขอแนะนำให้ใช้ลวดที่มีหน้าตัดอย่างน้อย 0.75 มม.2
ใน
ขั้นตอนเอาท์พุตยังสามารถใช้ทรานซิสเตอร์เสริมแบบคอมโพสิตได้
โครงสร้าง KT829A และ KT853A หรือโครงสร้างนำเข้าที่คล้ายกันหรือรวมแยกกัน
ทรานซิสเตอร์ความถี่สูงที่มีกำลังปานกลางและสูงเชื่อมต่อเป็นส่วนประกอบ
ทรานซิสเตอร์ (วงจรดาร์ลิงตัน) แทนทรานซิสเตอร์ที่ระบุในแผนภาพค่ะ
ในตำแหน่ง VT1, VT2 คุณสามารถติดตั้ง KT315B และ KT361B ตามลำดับ ตัวเก็บประจุ
C1 - C6 - K73-17. เมื่อใช้ไมโครวงจร K1408UD1 (เทียบเท่าต่างประเทศ - LM343)
ในกรณี 301.8-1 ควรคำนึงถึงความแตกต่างใน pinout ด้วย
ใน
เครื่องขยายเสียงแทบไม่จำเป็นต้องมีการปรับแต่งใดๆ เมื่อเครื่องขยายเสียงทำงาน
โหลดระยะไกลเชื่อมต่อผ่านสายเคเบิลยาว แนะนำให้ใช้เอาต์พุต
เชื่อมต่อเครื่องขยายเสียงเข้ากับวงจร LR แบบขนานที่ทำจาก
ตัวต้านทาน MLT-2 ที่มีความต้านทาน 10 โอห์มซึ่งขดลวดพันด้วยลวด
PEV-2 เส้นผ่านศูนย์กลาง 0.38 มม
ในชั้นเดียวจนเต็ม
วรรณกรรม
1. Kompanenko L. UMZCH พร้อมระบบอัตโนมัติ
เสถียรภาพของกระแสนิ่งของระยะเอาท์พุต - วิทยุ พ.ศ. 2531 ฉบับที่ 4 หน้า 50.
2. Myachin Yu. A. 180 วงจรอะนาล็อก
- ม.: ผู้รักชาติ, 1993, หน้า. 45.
แอมพลิฟายเออร์ที่ผู้เขียนเสนอนั้นมีความโดดเด่นด้วยการใช้ฟีดแบ็กรวม (กระแสและแรงดันทั่วทั้งโหลด) ซึ่งทำให้สามารถเลือกความต้านทานเอาต์พุตสำหรับลำโพงเฉพาะในช่วงกว้าง - ตั้งแต่ศูนย์ถึงสิบโอห์ม ความเป็นเส้นตรงสูงเหนือย่านความถี่เสียงทั้งหมดทำให้สามารถใช้ UMZCH ดังกล่าวเพื่อขยายสัญญาณเสียงบรอดแบนด์ที่กำลังมากกว่า 100 W แอมพลิฟายเออร์ที่อธิบายไว้มีพารามิเตอร์คุณภาพสูงพอสมควรซึ่งส่งผลให้เสียงดี และสามารถแนะนำสำหรับการสร้างระบบสร้างเสียงคุณภาพสูงได้ ความสามารถในการปรับความต้านทานเอาต์พุตของแอมพลิฟายเออร์ในช่วงตั้งแต่ศูนย์ถึงหลายสิบโอห์มช่วยให้คุณสามารถปรับปรุงคุณภาพเสียงของระบบลำโพงได้ ทำให้ UMZCH เหมาะอย่างยิ่งสำหรับการใช้งานร่วมกับซับวูฟเฟอร์ที่ผลิตมา กรณีปิด(ไม่มีเสียงสะท้อนเบส) การเพิ่มอิมพีแดนซ์เอาต์พุตทำให้คุณสามารถเพิ่มระดับความถี่ต่ำและลดความถี่คัตออฟด้านล่างของซับวูฟเฟอร์ได้ บางครั้งความต้านทานเอาต์พุตที่เพิ่มขึ้นของ UMZCH มีส่วนทำให้การรับรู้เสียงของระบบ UMZCH-AS ใกล้เคียงกับ "เสียงท่ออ่อน"
กำลังขับสูงสุด, W,
ที่โหลด 4 โอห์ม 150
ที่โหลด 8 โอห์ม 120
ค่าสัมประสิทธิ์ความผิดเพี้ยนของฮาร์มอนิกที่กำลังเอาต์พุต 60 W ที่ความถี่ 1 kHz, %,
ไม่เกิน 0.005
ค่าสัมประสิทธิ์ความผิดเพี้ยนระหว่างการปรับที่ความถี่ 60 Hz/7 kHz, %, ไม่เกิน 0.005
ค่าสัมประสิทธิ์ความผิดเพี้ยนระหว่างการปรับที่ความถี่ 18/19 kHz, %, ไม่เกิน 0.005
อัตราสลูว์ของแรงดันไฟฟ้าเอาท์พุต V/µs ไม่น้อยกว่า 15
ความต้านทานเอาต์พุต, โอห์ม 0...20
ค่าสัมประสิทธิ์ความผิดเพี้ยนระหว่างมอดูเลชันวัดได้โดยใช้สองวิธี: โดยใช้วิธี SMPTE ที่ความถี่ 60 Hz และ 7 kHz ด้วยอัตราส่วนแอมพลิจูดที่ 4:1 และที่ความถี่ 18 และ 19 kHz ด้วยอัตราส่วนแอมพลิจูดที่ 1:1 แผนภาพเครื่องขยายเสียงแสดงในรูปที่. 1.
สร้างตามโครงสร้างที่ใกล้เคียงกับโครงสร้างของ UMZCH Lin สเตจดิฟเฟอเรนเชียลอินพุตบนทรานซิสเตอร์ VT3 และ VT4 ถูกโหลดลงบนกระจกปัจจุบันบนทรานซิสเตอร์ VT1 และ VT2 เพื่อให้ได้เกนสูงสุด สมมาตร และอัตราการเพิ่มขึ้นของแรงดันไฟฟ้าเอาท์พุต ตัวต้านทาน R5 และ R6 ในอิมิตเตอร์จะเพิ่มความเป็นเชิงเส้นของคาสเคดและความสามารถในการโอเวอร์โหลด และยังช่วยลดอิทธิพลของการแพร่กระจายของพารามิเตอร์ทรานซิสเตอร์อีกด้วย แหล่งกำเนิดกระแสบนทรานซิสเตอร์ VT5, VT6 (เมื่อเปรียบเทียบกับตัวต้านทานซึ่งบางครั้งใช้ในสถานที่นี้) จะช่วยลดระดับของการบิดเบือนระหว่างการมอดูเลชั่น ผู้ติดตามตัวปล่อยบนทรานซิสเตอร์ VT7 จะเพิ่มอัตราขยายปัจจุบันของสเตจไดรเวอร์ ทรานซิสเตอร์ VT9 ทำหน้าที่รักษาเสถียรภาพทางความร้อนของกระแสนิ่งของทรานซิสเตอร์เอาต์พุต VT11, VT12 เมื่ออุณหภูมิเพิ่มขึ้น ความต้านทานเอาต์พุตที่เพิ่มขึ้นทำได้โดยใช้ผลตอบรับเชิงลบแบบรวม (NOC) - แรงดันและกระแส สัญญาณแรงดันไฟฟ้า OOS จะถูกลบออกจากเอาต์พุตของเครื่องขยายเสียงและจ่ายผ่านตัวต้านทาน R20 ไปยังฐานของทรานซิสเตอร์ VT4 สัญญาณกระแส OOS จะถูกลบออกจากตัวต้านทาน - เซ็นเซอร์ปัจจุบัน R27 และจ่ายให้กับฐานของทรานซิสเตอร์ VT4 ผ่านตัวต้านทาน R21 การเชื่อมต่อที่ค่อนข้างผิดปกติของวงจร R9C4 ใช้เพื่อกำจัดแรงดันไฟฟ้ากระแสตรงที่เห็นได้ชัดเจนบนโหลดเนื่องจากการป้อนกลับในปัจจุบัน ตัวอย่างแอมพลิฟายเออร์ทดลองได้รับการทดสอบเพื่อประเมินประสิทธิภาพจริง การ์ดเสียง EMU0404 และซอฟต์แวร์ SpectraPLUS-SC ถูกนำมาใช้ในการวัดความผิดเพี้ยน ดังนั้นระดับความผิดเพี้ยนที่วัดได้จึงสอดคล้องกับระบบการ์ดเสียง + เครื่องขยายเสียง ในรูป 2 แสดง การตอบสนองความถี่ความเพี้ยนฮาร์มอนิกรวมของเครื่องขยายเสียง
ในแนวนอน จะแสดงค่าความถี่ของเสียงทดสอบที่ใช้วัดระดับความผิดเพี้ยน การวัดใช้โหมดที่มีความจุ DAC/ADC 24 บิตและความถี่สุ่มตัวอย่าง 192 kHz ฮาร์โมนิกที่เกิดขึ้นระหว่างการวัดถูกนำมาพิจารณาในย่านความถี่สูงถึง 90 kHz ซึ่งมีความสำคัญมากสำหรับการกำหนดค่า K ที่ความถี่สูงที่ถูกต้อง การเพิ่มขึ้นของความผิดเพี้ยนที่ความถี่สูงมีสาเหตุหลักมาจากความลึกของการป้อนกลับลดลงเมื่อความถี่เพิ่มขึ้น สาเหตุหลักประการที่สองคือการเพิ่มขึ้นของความผิดเพี้ยนของสเตจอินพุตเนื่องจากแรงดันเอาต์พุตเพิ่มขึ้นซึ่งเกิดจากการลดเกนของสเตจบนทรานซิสเตอร์ VT8 ที่ลดลง ดังที่เห็นได้ว่าค่าสัมประสิทธิ์ฮาร์มอนิกมีขนาดเล็กแม้ในความถี่สูง ในรูป รูปที่ 3 แสดงสเปกตรัมของการบิดเบือนที่ความถี่ 1 kHz
อย่างที่คุณเห็นมีเพียงฮาร์โมนิคสามตัวแรกเท่านั้นที่เหลืออยู่ ส่วนที่เหลือต่ำกว่าเกณฑ์การวัด สเปกตรัมความบิดเบี้ยวที่แคบดังกล่าวส่งผลดีต่อคุณภาพเสียง ส่งผลให้แอมพลิฟายเออร์ขาด "เสียงทรานซิสเตอร์" โดยสิ้นเชิง ในรูป รูปที่ 4 แสดงสเปกตรัมของการบิดเบือนระหว่างมอดูเลชั่นที่วัดที่ความถี่ 18 และ 19 kHz โดยมีอัตราส่วนแอมพลิจูด 1:1
นี่เป็นหนึ่งในการทดสอบที่เข้มงวดที่สุดที่ช่วยให้คุณสามารถประเมินความเป็นเชิงเส้นของแอมพลิฟายเออร์ที่ความถี่สูง โดยที่ความลึกของค่าป้อนกลับจะลดลงอย่างมาก การทดสอบช่วยให้คุณระบุคุณสมบัติที่ไม่เป็นเชิงเส้นหรือคุณสมบัติความถี่สูงต่ำของแอมพลิฟายเออร์ได้ ดังที่เห็นได้จากรูป 4 แอมพลิจูดของความถี่ความแตกต่าง f 1 kHz มีขนาดเล็กมากซึ่งบ่งบอกถึงความเป็นเส้นตรงสูงของเครื่องขยายเสียง จำนวนความถี่ด้านข้างที่แตกต่างจากความถี่ที่ทดสอบ 1 kHz ก็มีขนาดเล็กเช่นกัน นี่แสดงให้เห็นว่าสเปกตรัมการบิดเบือนยังคงแคบ ("อ่อน") แม้ที่ความถี่สูง การวัดความผิดเพี้ยนทั้งหมดดำเนินการที่กำลังเอาต์พุต 60 W ในโหลด 6 โอห์ม เมื่อจ่ายไฟให้กับแอมพลิฟายเออร์จากแหล่งจ่ายไฟมาตรฐาน ผลการวัดแสดงให้เห็นว่าในแง่ของระดับความผิดเพี้ยน แอมพลิฟายเออร์นี้ไม่เพียงไม่ด้อยกว่ารุ่นอุตสาหกรรมที่มีราคาแพงและมีชื่อเสียงหลายรุ่นเท่านั้น แต่ยังเหนือกว่าอีกด้วย เพื่อการเปรียบเทียบที่ชัดเจนยิ่งขึ้นของแอมพลิฟายเออร์ที่อธิบายกับแอมพลิฟายเออร์ที่แสดงในรูปที่ 1 รูปที่ 5 แสดงการพึ่งพาค่าสัมประสิทธิ์ฮาร์มอนิกที่ความถี่ 1 kHz และโหลด 4 โอห์มกับกำลังเอาต์พุตของ UMZCH พร้อมแหล่งจ่ายไฟที่ออกแบบมาสำหรับกำลัง 80 W ในโหลด
ความต้านทานเอาต์พุต (Rout) ของแอมพลิฟายเออร์ที่ค่าที่ระบุขององค์ประกอบของวงจร OOS สามารถเปลี่ยนได้ไม่เพียงโดยการเลือกตัวต้านทาน R21 แต่ยังรวมถึง R27 ด้วย การพึ่งพาการปรับค่าความต้านทาน R21 แสดงไว้ในรูปที่ 1 6.
เพื่อให้ได้ความต้านทานเอาต์พุตที่สูงขึ้น คุณควรใช้โปรแกรมคำนวณ OOS แบบรวมบนเซิร์ฟเวอร์ FTP ของกองบรรณาธิการ หากไม่จำเป็นต้องเพิ่มพารามิเตอร์นี้ ควรกำจัดตัวต้านทาน R21 และแทนที่ตัวต้านทาน R27 ด้วยจัมเปอร์แบบลวด เครื่องขยายเสียงถูกประกอบขึ้น แผงวงจรพิมพ์แสดงจากด้านข้างของตัวนำที่พิมพ์ไว้ในรูปที่ 7.
ด้านนี้บัดกรีตัวต้านทาน R12 ไว้สำหรับการติดตั้งบนพื้นผิวขนาด 1208 แต่สามารถติดตั้งตัวต้านทานที่มีสายตามแนวแกนได้เช่นกัน สีเทาในรูป รูปที่ 7 แสดงชิ้นส่วนของลวดทองแดงที่มีหน้าตัดขนาด 2.5 มม.2 บัดกรีเข้ากับตัวนำที่พิมพ์เพื่อลดความต้านทาน ในรูป รูปที่ 8 แสดงตำแหน่งขององค์ประกอบตัวเรือน
ตัวเก็บประจุ C12 ถูกบัดกรีเข้ากับขั้วของตัวต้านทาน R20 หากใช้แอมพลิฟายเออร์ในเวอร์ชันสเตอริโอหรือหลายช่องสัญญาณ ขอแนะนำให้ใช้ตัวต้านทานที่รวมอยู่ในวงจร OOS (R9, R20, R21) ที่มีความแม่นยำสูง (ส่วนเบี่ยงเบนไม่เกิน ± 1%) หรือเลือกด้วย แนวต้านเท่ากันทุกช่อง ตัวต้านทาน R24, R25, R27 - แบบลวดพัน SQP-5 (SQP500JBR15,SQP-5W-R1 5-J) จาก YAGEO หรือผลิตในประเทศจีน ตัวเก็บประจุ C2, SZ, C12 เป็นเซรามิกที่มีกลุ่ม TKE NPO และ C1, C7, C9, C10 เป็นตัวเก็บประจุแบบฟิล์มสำหรับแรงดันไฟฟ้าอย่างน้อย 63 V การจัดอันดับของตัวเก็บประจุออกไซด์ทั้งหมดสอดคล้องกับการใช้เครื่องขยายเสียงร่วมกับ ซับวูฟเฟอร์.. หากมีตัวเก็บประจุแบบฟิล์มขนาดเล็ก เช่น จาก Epcos แนะนำให้เพิ่มความจุของตัวเก็บประจุ C7 และ C10 เป็น 1 µF ตัวเก็บประจุออกไซด์ C5, C6, C8, C11 - ตัวเก็บประจุคุณภาพสูงใด ๆ (ที่มีความต้านทานอนุกรมต่ำ) ในตำแหน่ง C4 คุณยังสามารถใช้ตัวเก็บประจุโพลาไรซ์ออกไซด์ได้ แต่คุณต้องวัดขั้วของส่วนประกอบ DC ที่เอาต์พุตของแอมพลิฟายเออร์หลังการประกอบและตัวเก็บประจุตัวแทนจำหน่าย C4 ตามขั้วนี้ ในระหว่างการทำงานตัวเก็บประจุจะไม่ร้อนขึ้นดังนั้นจึงมีประโยชน์มากกว่าหากใช้ตัวเก็บประจุที่มีอุณหภูมิที่อนุญาต 85 ° C - คุณสมบัติจะดีกว่าเล็กน้อย สามารถเปลี่ยนทรานซิสเตอร์เสริม 2N5551 และ 2N5401 ด้วย 2CS2240 และ 2SA970 และ 2SA1930 และ 2SC5171 - ด้วย 2SA1358 และ 2SC3421 หรือ (ซึ่งค่อนข้างแย่กว่านั้น) บน 2SB649 และ 2SD669 ทรานซิสเตอร์ VT9 - ใด ๆ โครงสร้าง p-p-pในตัวเรือนหุ้มฉนวน TO-126 คุณสามารถใช้ทรานซิสเตอร์คู่ IRFP240/IRFP9240 เป็นเอาต์พุตได้ วางทรานซิสเตอร์กำลังไว้บนแผงระบายความร้อนโดยมีพื้นที่ที่มีประสิทธิภาพอย่างน้อย 700 cm2 ต่อตัว หุ้มด้วยปะเก็นไมกาหรือฟิล์มนำความร้อนพิเศษ เพื่อปรับปรุงการกระจายความร้อน จำเป็นต้องใช้แผ่นนำความร้อน แอมพลิฟายเออร์เป็นอุปกรณ์ความถี่สูงพอสมควร ดังนั้น เพื่อลดการรบกวนที่อาจเกิดขึ้นจากการสื่อสารเคลื่อนที่ ขอแนะนำให้ใช้วงแหวนเฟอร์ไรต์กับสายเคเบิลทั้งหมด (สายไฟอินพุต อะคูสติก และสายไฟ) แรงดันไฟฟ้าของแหล่งจ่ายไฟของเครื่องขยายเสียงถูกจำกัดโดยแรงดันไฟฟ้าที่อนุญาตของอุปกรณ์เซมิคอนดักเตอร์และตัวเก็บประจุเป็นหลัก และไม่ควรเกิน +/-55 V เมื่อติดตั้งตัวเก็บประจุในวงจรไฟฟ้า (C5-C8, C10, C11) สำหรับแรงดันไฟฟ้าในการทำงาน 80 V สามารถเพิ่มแรงดันไฟฟ้าของแหล่งจ่ายไฟเป็น +/ -65 V ได้ อย่างไรก็ตาม ไม่แนะนำให้เพิ่มแรงดันไฟฟ้าดังกล่าวในการทำงานกับโหลดที่มีความต้านทานต่ำ (4 โอห์ม) การตั้งค่าแอมพลิฟายเออร์ที่ประกอบอย่างเหมาะสมประกอบด้วยการตั้งค่าความเงียบ กระแสของทรานซิสเตอร์เอาท์พุตที่มีตัวต้านทาน R16 อยู่ในช่วง 230...250 mA หลังจากอุ่นเครื่องเมื่อไม่ได้ใช้งาน จะต้องปรับกระแสไฟนิ่ง กระแสไฟฟ้านิ่งถูกกำหนดโดยแรงดันไฟฟ้าระหว่างแหล่งกำเนิดของทรานซิสเตอร์เอาท์พุต แหล่งจ่ายไฟมีบทบาทสำคัญในการทำงานของเครื่องขยายเสียง นอกจากนี้ยังกำหนดพารามิเตอร์ของแอมพลิฟายเออร์ เช่น กำลังเอาท์พุตสูงสุด ความจุโอเวอร์โหลด ระดับพื้นหลัง และแม้กระทั่งปริมาณความผิดเพี้ยน แผนภาพของแหล่งจ่ายไฟของเครื่องขยายเสียงแสดงในรูปที่ 1 9.
ตัวเก็บประจุ C1 ระงับสัญญาณรบกวนจากแรงกระตุ้นที่มาจากเครือข่าย ตัวต้านทาน R1 และ R2 ทำหน้าที่คายประจุตัวเก็บประจุตัวกรองเมื่อปิดเครื่อง วงจรเรียงกระแสสามารถใช้บริดจ์ไดโอดแบบอินทิกรัลหรือไดโอดแต่ละตัวได้ ผลลัพธ์ที่ดีจะได้มาจากการใช้ไดโอด Schottky แรงดันย้อนกลับสูงสุดของไดโอดต้องมีอย่างน้อย 150-200 V กระแสไฟไปข้างหน้าสูงสุดขึ้นอยู่กับกำลังขับของเครื่องขยายเสียงและจำนวนช่องสัญญาณ สำหรับซับวูฟเฟอร์และเครื่องขยายเสียงสเตอริโอที่มีกำลังเอาต์พุตไม่เกิน 80 W กระแสไฟไปข้างหน้าสูงสุดของไดโอดไม่ควรน้อยกว่า 10 A (เช่น บริดจ์ไดโอด RS1003-RS1007 หรือ KVRS4002-KVRS4010) ด้วยกำลังขับที่สูงขึ้น และ/หรือ มากกว่าช่องขยายสัญญาณ ไดโอดเรียงกระแสต้องได้รับการออกแบบสำหรับกระแสไปข้างหน้าอย่างน้อย 20 A เช่น สะพานไดโอด KVRS4002-KVRS4010, KVRS5002-KVRS5010 หรือไดโอด Schottky 20CPQ150, 30CPQ150 โดยมีการเชื่อมต่อแบบขนานของไดโอดทั้งสองตัวในตัวเรือน ในกรณีนี้ ขอแนะนำให้เพิ่มความจุรวมของตัวเก็บประจุตัวกรองเป็น 30,000 µF ต่อแขน เพื่อลดสัญญาณรบกวนจากอิมพัลส์ที่มาจากเครือข่ายเพิ่มเติม แต่ละไดโอดสามารถต่อด้วยตัวเก็บประจุ 0.01 μF ให้เป็นแรงดันไฟฟ้าอย่างน้อย 100 V ในการเลือกกำลังโดยรวมที่ต้องการของหม้อแปลงและแรงดันไฟฟ้าบนขดลวดทุติยภูมิ ขึ้นอยู่กับ กำลังขับสูงสุดที่ต้องการของแอมพลิฟายเออร์คุณสามารถใช้กราฟในรูป 10.
เส้นสีดำแสดงกราฟกำลังขั้นต่ำของหม้อแปลงไฟฟ้า เส้นทึบตรงกับเครื่องขยายเสียงสเตอริโอ เส้นประตรงกับซับวูฟเฟอร์ เส้นสีแสดงถึงแรงดันไฟฟ้าในแต่ละขดลวดทุติยภูมิ อาจดูแปลกที่กำลังหม้อแปลงของเครื่องขยายเสียงสเตอริโอน้อยกว่ากำลังไฟฟ้าเอาท์พุตมากกว่าสองเท่า ที่นี่มีกำลังหม้อแปลงขั้นต่ำในอินพุตซึ่งเพียงพอสำหรับการทำงานปกติของแอมพลิฟายเออร์: ปัจจัยสูงสุดของสัญญาณเสียงคือ 12...16 dB ดังนั้นกำลังขับสูงสุดของแอมพลิฟายเออร์จึงทำได้ค่อนข้างน้อยและที่ เวลาอันสั้น- ซึ่งหมายความว่ากำลังขับเฉลี่ยและกระแสไฟฟ้าที่ใช้จากแหล่งจ่ายไฟจะน้อยกว่าค่าสูงสุดหลายเท่า ดังนั้นพลังงานเฉลี่ยที่ใช้จากหม้อแปลงไฟฟ้าจึงน้อยกว่าค่าสูงสุดหลายเท่า หม้อแปลงไฟฟ้าได้รับการออกแบบสำหรับกำลังไฟฟ้าเอาท์พุตเฉลี่ยนี้บวกกับกำลังไฟฟ้าสูงสุดในระยะสั้นและมีระยะขอบอยู่บ้าง คุณสามารถใช้หม้อแปลงไฟฟ้าที่มีกำลังรวมมากกว่าที่แสดงในรูปที่ 1 10 แต่ไม่มีประเด็นใดที่จะเกินกำลังนี้เกินสองเท่า แอมพลิฟายเออร์ไม่มียูนิตป้องกันระบบลำโพง ดังนั้นเพื่อปกป้องจากแรงดันไฟฟ้าโดยตรง คุณสามารถใช้การออกแบบใดๆ ที่อธิบายไว้ในนิตยสารหรือที่กล่าวถึงในไซต์นี้
วิทยุหมายเลข 10 2559 น. 8
ทรานซิสเตอร์ UMZCH ที่มีดิฟเฟอเรนเชียลคาสเคด (DC) ที่อินพุตนั้นถูกสร้างขึ้นแบบดั้งเดิมตามวงจรสามขั้นตอน: เครื่องขยายแรงดันไฟฟ้าอินพุต DC; เครื่องขยายแรงดันไฟฟ้า เอาท์พุทแอมพลิฟายเออร์กระแสสองรอบ ในกรณีนี้ ระยะเอาต์พุตมีส่วนสนับสนุนสเปกตรัมการบิดเบือนมากที่สุด ประการแรกคือการบิดเบือน "ขั้นตอน" การบิดเบือนการสลับการทำให้รุนแรงขึ้นจากการมีความต้านทานในวงจรตัวปล่อย (แหล่งที่มา) รวมถึงการบิดเบือนความร้อนซึ่งจนกระทั่งเมื่อไม่นานมานี้ยังไม่ได้รับความสนใจอย่างเหมาะสม ความบิดเบี้ยวทั้งหมดนี้ถูกเปลี่ยนเฟสในวงจรป้อนกลับเชิงลบ มีส่วนทำให้เกิดฮาร์โมนิกที่หลากหลาย (จนถึงอันดับที่ 11) นี่คือสาเหตุที่ทำให้เสียงของทรานซิสเตอร์มีลักษณะเฉพาะในการพัฒนาที่ไม่สำเร็จจำนวนหนึ่ง
ในปัจจุบัน มีการสะสมโซลูชันวงจรชุดใหญ่สำหรับคาสเคดทั้งหมด ตั้งแต่คาสเคดแบบอสมมาตรธรรมดาไปจนถึงแบบที่ซับซ้อนสมมาตรเต็มที่ อย่างไรก็ตาม การค้นหาวิธีแก้ปัญหายังคงดำเนินต่อไป ศิลปะของการออกแบบวงจรอยู่ที่การบรรลุผลลัพธ์ที่ดีด้วยวิธีแก้ปัญหาง่ายๆ หนึ่งในโซลูชั่นที่ประสบความสำเร็จเหล่านี้ได้รับการเผยแพร่ใน ผู้เขียนทราบว่าโหมดการทำงานของขั้นตอนเอาต์พุตที่พบบ่อยที่สุดกับตัวสะสมทั่วไปนั้นถูกกำหนดโดยแรงดันไฟฟ้าที่ทางแยกของตัวปล่อยซึ่งขึ้นอยู่กับทั้งกระแสของตัวสะสมและอุณหภูมิอย่างมาก หากผู้ติดตามตัวปล่อยพลังงานต่ำเป็นไปได้ที่จะรักษาแรงดันไฟฟ้าฐานตัวส่งสัญญาณให้คงที่โดยการรักษาเสถียรภาพของกระแสของตัวสะสมจากนั้นในขั้นตอนเอาต์พุตคลาส AB ที่ทรงพลังสิ่งนี้แทบจะเป็นไปไม่ได้เลย
วงจรรักษาเสถียรภาพความร้อนที่มีองค์ประกอบที่ไวต่ออุณหภูมิ (ส่วนใหญ่มักเป็นทรานซิสเตอร์) แม้ว่าจะติดตั้งส่วนหลังบนตัวเครื่องของทรานซิสเตอร์เอาต์พุตตัวใดตัวหนึ่งก็ตาม แต่ก็มีความเฉื่อยและสามารถติดตามการเปลี่ยนแปลงโดยเฉลี่ยของอุณหภูมิของคริสตัลเท่านั้น แต่ไม่ใช่ ทันทีซึ่งนำไปสู่การมอดูเลตสัญญาณเอาท์พุตเพิ่มเติม ในบางกรณี วงจรป้องกันความร้อนเป็นแหล่งที่มาของการกระตุ้นเล็กน้อยหรือการกระตุ้นย่อย ซึ่งทำให้เสียงมีสีบางอย่างด้วย เพื่อแก้ไขปัญหานี้โดยพื้นฐาน ผู้เขียนเสนอให้นำสเตจเอาท์พุตไปใช้ตามวงจรที่มี OE (แนวคิดนี้ไม่ใช่เรื่องใหม่ ดูตัวอย่าง) ผลที่ตามมา ตรงกันข้ามกับการออกแบบสามสเตจแบบดั้งเดิม (แต่ละสเตจมีความถี่คัตออฟและสเปกตรัมฮาร์โมนิกของตัวเอง) ผลลัพธ์ที่ได้คือแอมพลิฟายเออร์สองสเตจเท่านั้น แผนภาพอย่างง่ายแสดงในรูปที่ 1
ขั้นตอนแรกทำตามวงจร DC แบบดั้งเดิมที่มีโหลดในรูปของกระจกปัจจุบัน การรับสัญญาณแบบสมมาตรจาก DC โดยใช้มิเรอร์ปัจจุบัน (โหลดไดนามิกของตัวนับ) ช่วยให้คุณได้รับเกนเพิ่มขึ้นสองเท่าในขณะที่ลดสัญญาณรบกวนไปพร้อมๆ กัน ความต้านทานเอาต์พุตของคาสเคดที่มีปิ๊กอัพสัญญาณดังกล่าวค่อนข้างสูงซึ่งกำหนดการทำงานในโหมดของเครื่องกำเนิดกระแสไฟฟ้า ในกรณีนี้กระแสในวงจรโหลด (ฐานของทรานซิสเตอร์ VT8 และตัวส่งสัญญาณของทรานซิสเตอร์ VT7) ขึ้นอยู่กับความต้านทานอินพุตเพียงเล็กน้อยและถูกกำหนดโดยความต้านทานภายในของแหล่งกำเนิดกระแสเป็นหลัก กระแสอิมิตเตอร์ของทรานซิสเตอร์ VT8, VT9 เป็นกระแสพื้นฐานสำหรับทรานซิสเตอร์ VT10, VT11 เครื่องกำเนิดกระแส I2 และวงจรเลื่อนระดับบนทรานซิสเตอร์ VT5 VT7 ตั้งค่าและทำให้กระแสเริ่มต้นของทรานซิสเตอร์ VT8 VT11 คงที่โดยไม่คำนึงถึงอุณหภูมิ
มาดูการทำงานของวงจรควบคุมปัจจุบันของทรานซิสเตอร์เอาท์พุตกันดีกว่า การเปลี่ยนฐาน-อิมิตเตอร์ของทรานซิสเตอร์ VT5 VT8 ก่อให้เกิดวงจรคู่ขนานสองวงจรระหว่างเอาต์พุตของแหล่งกระแส I2 และฐานของทรานซิสเตอร์ VT10 นี่ไม่ใช่อะไรมากไปกว่าตัวสะท้อนกระแสไฟฟ้าขนาดใหญ่ที่ซับซ้อน หลักการทำงานของตัวสะท้อนกระแสไฟฟ้าที่ง่ายที่สุดนั้นขึ้นอยู่กับข้อเท็จจริงที่ว่าค่าเฉพาะของกระแสของตัวสะสม (ตัวปล่อย) สอดคล้องกับแรงดันไฟฟ้าตกที่เฉพาะเจาะจงมากที่จุดเชื่อมต่อตัวปล่อยฐานและในทางกลับกัน กล่าวคือ ถ้าแรงดันไฟฟ้านี้ถูกนำไปใช้กับทางแยกฐาน-อิมิตเตอร์ของทรานซิสเตอร์ตัวอื่นที่มีพารามิเตอร์เดียวกัน กระแสไฟฟ้าของตัวสะสมจะเท่ากับกระแสของตัวสะสมของทรานซิสเตอร์ตัวแรก วงจรด้านขวา (VT7, VT8) ประกอบด้วยทางแยกระหว่างตัวปล่อยฐานกับกระแสตัวสะสม (ตัวปล่อย) ที่แตกต่างกัน เพื่อให้หลักการ "ตัวสะท้อนกระแส" ทำงานได้ วงจรด้านซ้ายจะต้องถูกมิเรอร์โดยสัมพันธ์กับวงจรด้านขวา เช่น มีองค์ประกอบเหมือนกัน เพื่อให้กระแสสะสมของทรานซิสเตอร์ VT6 (หรือที่รู้จักในชื่อกระแสไฟของเครื่องกำเนิดไฟฟ้า I2) สอดคล้องกับกระแสสะสมของทรานซิสเตอร์ VT8 แรงดันตกคร่อมทางแยกฐาน-ตัวปล่อยของทรานซิสเตอร์ VT5 ในทางกลับกัน จะต้องเท่ากับแรงดันตกคร่อม ทางแยกฐาน-อิมิตเตอร์ของทรานซิสเตอร์ VT7
เมื่อต้องการทำเช่นนี้ในวงจรจริง (รูปที่ 2) ทรานซิสเตอร์ VT5 จะถูกแทนที่ด้วยทรานซิสเตอร์คอมโพสิตตามวงจร Szyklai ตามเงื่อนไขข้างต้นจะต้องเป็นไปตามเงื่อนไขต่อไปนี้:
- ค่าสัมประสิทธิ์การถ่ายโอนกระแสคงที่ของทรานซิสเตอร์ VT7, VT8, VT11 (VT12) จะต้องเท่ากัน
- ค่าสัมประสิทธิ์การถ่ายโอนกระแสคงที่ของทรานซิสเตอร์ VT9 และ VT10 จะต้องเท่ากันและดีกว่านั้นหากทรานซิสเตอร์ทั้ง 6 ตัว (VT7 VT12) มีคุณสมบัติเหมือนกันซึ่งเป็นเรื่องยากที่จะทำได้ด้วยจำนวนทรานซิสเตอร์ที่จำกัด
- สำหรับทรานซิสเตอร์ VT8, VT9 จำเป็นต้องเลือกทรานซิสเตอร์ที่มีแรงดันไฟฟ้าตัวปล่อยฐานขั้นต่ำ (โดยคำนึงถึงการแพร่กระจายของพารามิเตอร์) เนื่องจากทรานซิสเตอร์เหล่านี้ทำงานที่แรงดันไฟฟ้าตัวปล่อยตัวสะสมที่ลดลง
- ผลคูณของค่าสัมประสิทธิ์การถ่ายโอนกระแสคงที่ของทรานซิสเตอร์ VT11, VT13 และ VT12, VT14 ก็ควรใกล้เคียงกัน
ดังนั้น หากเราต้องการตั้งค่ากระแสสะสมของทรานซิสเตอร์ VT13, VT14 เท่ากับ 100 mA และมีทรานซิสเตอร์เอาท์พุตเป็น h21e=25 ดังนั้นกระแสไฟของเครื่องกำเนิดกระแสบนทรานซิสเตอร์ VT6 ควรเป็น: Ik(VT6)/h21e=100/25= 4 mA ซึ่งกำหนดความต้านทานของตัวต้านทาน R11 ให้อยู่ที่ประมาณ 150 โอห์ม (0.6 V/0.004 A = 150 โอห์ม)
เนื่องจากระยะเอาท์พุตถูกควบคุมโดยกระแสเอาท์พุตของ DC กระแสไบแอสของตัวปล่อยทั้งหมดจึงถูกเลือกให้มีขนาดค่อนข้างใหญ่ ประมาณ 6 mA (กำหนดโดยตัวต้านทาน R6) ซึ่งจะกำหนดกระแสเอาท์พุตสูงสุดที่เป็นไปได้ของ DC ด้วย จากที่นี่คุณสามารถคำนวณกระแสเอาต์พุตสูงสุดของเครื่องขยายเสียงได้ ตัวอย่างเช่น หากผลคูณของกำไรปัจจุบันของทรานซิสเตอร์เอาต์พุตคือ 1,000 กระแสเอาต์พุตสูงสุดของแอมพลิฟายเออร์จะอยู่ใกล้กับ 6 A สำหรับกระแสเอาต์พุตสูงสุดที่ประกาศไว้ที่ 15 A ค่าเกนปัจจุบันของระยะเอาต์พุตควร สอดคล้องกันอย่างน้อย 2,500 ซึ่งค่อนข้างสมจริง นอกจากนี้ เพื่อเพิ่มความสามารถในการรับน้ำหนักของ DC กระแสไบแอสของตัวปล่อยทั้งหมดสามารถเพิ่มเป็น 10 mA โดยการลดความต้านทานของตัวต้านทาน R6 ลงเหลือ 62 โอห์ม
ต่อไปนี้จะได้รับ ข้อมูลจำเพาะของเครื่องขยายเสียง:
- กำลังขับในย่านความถี่สูงสุด 40 kHz ที่โหลด 8 โอห์มคือ 40 W
- กำลังพัลส์ที่โหลด 2 โอห์มคือ 200 W
- ค่าแอมพลิจูดของกระแสเอาต์พุตที่ไม่บิดเบี้ยวคือ 15 A
- ความเพี้ยนฮาร์มอนิกที่ความถี่ 1 kHz (1 W และ 30 W, รูปที่ 3) - 0.01%
- อัตราสลูว์ของแรงดันเอาต์พุต - 6 V/µs
- ค่าสัมประสิทธิ์การทำให้หมาด ๆ ไม่น้อยกว่า 250
กราฟความผิดเพี้ยนฮาร์มอนิกสำหรับกำลังเอาต์พุต 1 W (เส้นโค้ง a) และสำหรับกำลังเอาต์พุต 30 W (เส้นโค้ง b) ลงในโหลด 8 โอห์มจะแสดงในรูปที่ 3 ในความคิดเห็นต่อวงจรระบุว่าแอมพลิฟายเออร์มีความเสถียรสูง ไม่มี "การบิดเบือนการสลับ" รวมถึงฮาร์โมนิกที่มีลำดับสูงกว่า
ก่อนที่จะประกอบแอมพลิฟายเออร์ต้นแบบ วงจรถูกจำลองจริงและตรวจสอบโดยใช้โปรแกรม Multisim 2001 เนื่องจากฐานข้อมูลโปรแกรมไม่มีทรานซิสเตอร์เอาต์พุตที่ระบุในวงจร จึงถูกแทนที่ด้วยอะนาล็อกที่ใกล้เคียงที่สุดของทรานซิสเตอร์ในประเทศ KT818, KT819 การศึกษาวงจร (รูปที่ 4) ให้ผลลัพธ์ค่อนข้างแตกต่างจากที่ให้มา ความสามารถในการรับน้ำหนักของแอมพลิฟายเออร์ต่ำกว่าที่ระบุไว้และปัจจัยความผิดเพี้ยนของฮาร์มอนิกนั้นแย่กว่าลำดับความสำคัญมาก ปัจจัยด้านความปลอดภัยของเฟสเพียง 25° ก็ปรากฏว่าไม่เพียงพอเช่นกัน ความชันของการตอบสนองความถี่ในช่วง 0 dB อยู่ใกล้กับ 12 dB/oct ซึ่งยังบ่งชี้ถึงความเสถียรที่ไม่เพียงพอของแอมพลิฟายเออร์อีกด้วย
เพื่อวัตถุประสงค์ในการทดสอบเชิงทดลอง ได้มีการประกอบและติดตั้งเครื่องขยายเสียงจำลองในคอมโบกีตาร์ของกลุ่มร็อค "Aphasia" เพื่อเพิ่มความเสถียรของแอมพลิฟายเออร์ ความจุการแก้ไขจึงเพิ่มขึ้นเป็น 2.2 nF การทดสอบภาคสนามของแอมพลิฟายเออร์เมื่อเปรียบเทียบกับแอมพลิฟายเออร์อื่นๆ ยืนยันถึงข้อดีของตัวแอมพลิฟายเออร์ และแอมพลิฟายเออร์ได้รับการชื่นชมอย่างสูงจากนักดนตรี
พารามิเตอร์ทางเทคนิคของเครื่องขยายเสียง
- แบนด์วิดธ์ที่ 3dB-15Hz-190kHz
- ค่าสัมประสิทธิ์ฮาร์มอนิกที่ 1 kHz (25 W, 8 โอห์ม) -0.366%
- ความถี่รับความสามัคคี - 3.5 MHz
- ขอบเฟส - 25°
หากพูดอย่างเคร่งครัด ข้อควรพิจารณาข้างต้นเกี่ยวกับการควบคุมกระแสของสเตจเอาท์พุตนั้นใช้ได้กับแอมพลิฟายเออร์ที่มีลูปป้อนกลับแบบเปิด ด้วยลูปป้อนกลับแบบปิดตามความลึก ไม่เพียงแต่ความต้านทานเอาต์พุตของแอมพลิฟายเออร์โดยรวมจะลดลง แต่ยังรวมถึงทุกขั้นตอนด้วยเช่น โดยพื้นฐานแล้วพวกมันเริ่มทำงานเป็นเครื่องกำเนิดแรงดันไฟฟ้า 
ดังนั้นเพื่อให้ได้คุณลักษณะทางเทคนิคที่ระบุไว้ในเครื่องขยายเสียง จึงได้มีการดัดแปลงเครื่องขยายเสียงให้มีลักษณะเหมือนรูปที่ 5 และผลการศึกษาจะแสดงในรูปที่ 6 ดังที่เห็นจากภาพ มีการเพิ่มทรานซิสเตอร์เพียงสองตัวเข้าไปในวงจร ซึ่งก่อให้เกิดทวนสัญญาณไฮบริดแบบพุช-พูลของคลาส A การแนะนำสเตจบัฟเฟอร์ที่มีความจุโหลดสูงทำให้สามารถใช้การขยายแรงดันไฟฟ้าได้อย่างมีประสิทธิภาพมากขึ้น คุณสมบัติของ DC และเพิ่มความสามารถในการรับน้ำหนักของแอมพลิฟายเออร์โดยรวมอย่างมีนัยสำคัญ การเพิ่มเกนด้วยลูปป้อนกลับที่ขาดยังมีประโยชน์ในการลดค่าสัมประสิทธิ์ความผิดเพี้ยนของฮาร์มอนิกอีกด้วย
การเพิ่มความจุการแก้ไขจาก 1 nF เป็น 2.2 nF แม้ว่าแบนด์วิธจะแคบลงจากด้านบนเป็น 100 kHz แต่เพิ่มระยะขอบขึ้น 30° และรับประกันความชันของการตอบสนองความถี่ในพื้นที่เกนที่เป็นเอกภาพที่ 6 dB/oct ซึ่งรับประกันเสถียรภาพที่ดีของเครื่องขยายเสียง
เพื่อเป็นสัญญาณทดสอบ สัญญาณคลื่นสี่เหลี่ยมที่มีความถี่ 1 kHz (สัญญาณการสอบเทียบจากออสซิลโลสโคป) ถูกส่งไปยังอินพุตของเครื่องขยายเสียง สัญญาณเอาท์พุตของแอมพลิฟายเออร์ไม่มีการโรลโอเวอร์ของขอบหรือไฟกระชากที่ขอบสัญญาณ เช่น สอดคล้องกับอินพุตอย่างสมบูรณ์
ลักษณะทางเทคนิคของแอมพลิฟายเออร์ดัดแปลง
- แบนด์วิดธ์ที่ 3 dB - 8 Hz - 100 kHz
- ความถี่เกนความสามัคคี - 2.5 MHz ระยะขอบ - 55°
- ได้รับ - 30 เดซิเบล
- ความเพี้ยนฮาร์มอนิกที่ 1 kHz (25 W, 8 Ohm) - 0.007%
- ความเพี้ยนฮาร์มอนิกที่ 1 kHz (50 W, 4 Ohm) - 0.017%
- ค่าสัมประสิทธิ์ฮาร์มอนิกที่ Ku=20 dB - 0.01%
เพื่อวัตถุประสงค์ในการทดสอบแอมพลิฟายเออร์ที่ได้รับการดัดแปลงอย่างเต็มรูปแบบ ได้มีการสร้างตัวอย่างสองตัวอย่างในขนาดของบอร์ดแอมพลิฟายเออร์ Lort 50U 202S (หรือที่รู้จักในชื่อ Amphiton 001) และติดตั้งในแอมพลิฟายเออร์ที่ระบุ ขณะเดียวกันก็มีการปรับเปลี่ยนการควบคุมระดับเสียงให้สอดคล้องกับ
ผลจากการดัดแปลงทำให้เจ้าของแอมพลิฟายเออร์ละทิ้งการควบคุมโทนเสียงโดยสิ้นเชิง และการทดสอบเต็มรูปแบบแสดงให้เห็นถึงข้อได้เปรียบเหนือแอมพลิฟายเออร์รุ่นก่อนอย่างชัดเจน เสียงเครื่องดนตรีสะอาดขึ้นและเป็นธรรมชาติมากขึ้น แหล่งกำเนิดเสียงที่ชัดเจน (ASS) เริ่มก่อตัวชัดเจนยิ่งขึ้น ดูเหมือน "จับต้องได้" มากขึ้น กำลังขับเอาท์พุตของแอมพลิฟายเออร์เพิ่มขึ้นอย่างเห็นได้ชัดเช่นกัน ความเสถียรทางความร้อนของแอมพลิฟายเออร์เกินความคาดหมายทั้งหมด หลังจากทดสอบแอมพลิฟายเออร์เป็นเวลาสองชั่วโมงที่กำลังไฟเอาท์พุตใกล้สูงสุด แผงระบายความร้อนด้านข้างกลับพบว่าเย็นมาก ในขณะที่แอมพลิฟายเออร์รุ่นก่อนๆ แม้ว่าจะไม่มีสัญญาณก็ตาม แอมพลิฟายเออร์ที่ถูกเปิดทิ้งไว้ก็จะร้อนขึ้นค่อนข้างมาก อย่างยิ่ง
การก่อสร้างและรายละเอียด
บอร์ด (พร้อมองค์ประกอบสำหรับการส่งสัญญาณ) ของแอมพลิฟายเออร์ที่มีไว้สำหรับการติดตั้งในแอมพลิฟายเออร์ Lort จะแสดงในรูปที่ 7 บอร์ดมีพื้นที่สำหรับติดตั้งไดโอดบริดจ์และตัวต้านทาน R43 โครงการเก่ารวมถึงสถานที่สำหรับติดตั้งฐานอีควอไลเซอร์ปัจจุบันและตัวต้านทานตัวปล่อยสำหรับทรานซิสเตอร์เอาต์พุตที่จับคู่ ที่ด้านล่างของบอร์ดมีพื้นที่สงวนไว้สำหรับการติดตั้งองค์ประกอบของแหล่งกระแสที่ใช้งาน (ACS) ในรูปแบบของตัวสะท้อนกระแสประกอบด้วยตัวต้านทานการตั้งค่ากระแสที่มีความต้านทาน 75 kOhm จากเอาต์พุตของ PA, ทรานซิสเตอร์สองตัว ประเภท KT3102B และตัวต้านทาน 200 โอห์มสองตัวสำหรับการปิดแขนท่อนล่างของเครื่องขยายเสียงอย่างแข็งขัน (ไม่ได้ติดตั้งบนต้นแบบ) ตัวเก็บประจุ C4, C6 ประเภท K73 17 ความจุของตัวเก็บประจุ C2 สามารถเพิ่มได้อย่างไม่เจ็บปวดเป็น 1 nF ในขณะที่ความถี่ตัดของตัวกรองความถี่ต่ำผ่านอินพุตจะเป็น 160 kHz
ทรานซิสเตอร์ VT13, VT14 ติดตั้งธงอลูมิเนียมขนาดเล็กหนา 2 มม. เพื่อการรักษาเสถียรภาพทางความร้อนที่ดีขึ้นของแอมพลิฟายเออร์ ทรานซิสเตอร์ VT8 และ VT12 ได้รับการติดตั้งที่ทั้งสองด้านของธงทั่วไป โดยมีทรานซิสเตอร์ VT8 ผ่านปะเก็นไมกาหรือฉนวนนำความร้อนแบบยืดหยุ่นประเภท "Nomakon Gs" TU RB 14576608.003 96 เช่น สำหรับพารามิเตอร์ของทรานซิสเตอร์จะกล่าวถึงรายละเอียดข้างต้น ในฐานะที่เป็นทรานซิสเตอร์ VT1, VT5 คุณสามารถใช้ทรานซิสเตอร์ KT503E และแทนที่จะเป็นทรานซิสเตอร์ VT2, ทรานซิสเตอร์ VT3 เช่น KT3107 ที่มีดัชนีตัวอักษรใด ๆ เป็นที่พึงประสงค์ว่าค่าสัมประสิทธิ์การขยายกระแสคงที่ของทรานซิสเตอร์จะเท่ากันเป็นคู่โดยมีการแพร่กระจายไม่เกิน 5% และค่าสัมประสิทธิ์การขยายของทรานซิสเตอร์ VT2, VT4 ควรมากกว่าหรือเท่ากับค่าสัมประสิทธิ์การขยายของทรานซิสเตอร์ VT1 เล็กน้อย VT5.
ทรานซิสเตอร์ประเภท KT815G, KT6117A, KT503E, KT605 สามารถใช้เป็นทรานซิสเตอร์ VT3, VT6 สามารถเปลี่ยนทรานซิสเตอร์ VT8, VT12 ด้วยทรานซิสเตอร์ประเภท KT626V ในกรณีนี้ ทรานซิสเตอร์ VT12 ติดอยู่กับแฟล็ก ทรานซิสเตอร์ VT8 ถึงทรานซิสเตอร์ VT12 ควรวางเครื่องซักผ้าข้อความไว้ใต้หัวสกรูที่ด้านข้างของทรานซิสเตอร์ VT8 เป็นทรานซิสเตอร์ VT10 จากในประเทศ ทรานซิสเตอร์สนามผลทรานซิสเตอร์ประเภท KP302A, 2P302A, KP307B(V), 2P307B(V) เหมาะที่สุด ขอแนะนำให้เลือกทรานซิสเตอร์ที่มีกระแสระบายเริ่มต้นที่ 7-12 mA และแรงดันตัดในช่วง (0.8-1.2) V. ตัวต้านทาน R15 ประเภท SP3 38b สามารถเปลี่ยนทรานซิสเตอร์ VT15, VT16 ตามลำดับด้วย KT837 และ KT805 รวมถึง KT864 และ KT865 ที่มีคุณสมบัติความถี่สูงกว่า บอร์ดนี้ออกแบบมาเพื่อติดตั้งทรานซิสเตอร์เอาต์พุตคู่ (KT805, KT837) เพื่อจุดประสงค์นี้ บอร์ดจัดให้มีสถานที่สำหรับติดตั้งตัวต้านทานปรับสมดุลกระแสไฟฟ้าทั้งฐาน (2.2-4.3 โอห์ม) และตัวปล่อย (0.2-0.4 โอห์ม) หากคุณติดตั้งทรานซิสเตอร์เอาต์พุตตัวเดียวแทนตัวต้านทานปรับสมดุลกระแสไฟ คุณควรบัดกรีจัมเปอร์หรือบัดกรีสายไฟของทรานซิสเตอร์เอาท์พุตไปยังตำแหน่งที่เหมาะสมบนบอร์ดทันที เครื่องต้นแบบมีทรานซิสเตอร์เอาท์พุตดั้งเดิม แต่ต้องเปลี่ยน
ในแอมพลิฟายเออร์ ขอแนะนำให้เพิ่มความจุของแหล่งจ่ายไฟ (ในแอมพลิฟายเออร์เดิม แต่ละอาร์มมี 2.2200 µF 50 V) อย่างน้อยที่สุด แนะนำให้เพิ่มอีก 2200 µF ให้กับแต่ละอาร์ม หรือดีกว่านั้นคือเปลี่ยน ด้วยตัวเก็บประจุ 10,000 µF 50 V ที่ 50 V ตัวเก็บประจุต่างประเทศมีราคาค่อนข้างถูก
การตั้งค่า
ก่อนที่จะเชื่อมต่อทรานซิสเตอร์เอาท์พุต คุณจะต้องบัดกรีไดโอดกำลังปานกลางใดๆ ชั่วคราว (เช่น KD105, KD106) แทนทางแยกตัวส่งสัญญาณฐานของทรานซิสเตอร์เอาท์พุต จ่ายไฟให้กับบอร์ด และต้องแน่ใจว่าไม่ต้องเชื่อมต่อโหลด เครื่องขยายเสียงทำงานที่จุดกึ่งกลาง ส่งสัญญาณไปที่อินพุตของเครื่องขยายเสียงและตรวจสอบด้วยออสซิลโลสโคปว่ามีการขยายสัญญาณเมื่อไม่ได้ใช้งานโดยไม่มีการบิดเบือนหรือการกระตุ้น สิ่งนี้บ่งบอกถึงการติดตั้งและการบริการที่ถูกต้องขององค์ประกอบทั้งหมดของเครื่องขยายเสียง หลังจากนี้คุณสามารถประสานทรานซิสเตอร์เอาท์พุตและเริ่มตั้งค่ากระแสนิ่งได้
ในการตั้งค่ากระแสนิ่งคุณจะต้องตั้งค่าแถบเลื่อนของตัวต้านทาน R15 ไปที่ตำแหน่งด้านล่างตามแผนภาพ ถอดฟิวส์ที่แขนข้างใดข้างหนึ่งของเครื่องขยายเสียงแล้วเปิดแอมป์มิเตอร์แทน กระแสการบริโภคถูกตั้งค่าไว้ภายใต้ตัวต้านทานการปรับ R15 ภายในช่วง 110-130 mA (โดยคำนึงถึงกระแส DC ประมาณ 6 mA และกระแสผู้ติดตามบัฟเฟอร์ประมาณ 3-5 mA) จากนั้นตรวจสอบความไวของแอมพลิฟายเออร์และปรับตัวต้านทาน OS หากจำเป็น
หลังจากนี้คุณสามารถเริ่มการศึกษาต่าง ๆ ได้หากอุปกรณ์ของห้องปฏิบัติการวิทยุสมัครเล่นอนุญาต เพื่อจุดประสงค์นี้ คุณสามารถใช้อินพุตโดยตรงของเครื่องขยายเสียงได้โดยการถอดปลั๊กและจัมเปอร์ที่ผนังด้านหลังของเครื่องขยายเสียงออก
วรรณกรรม
- สรุป UMZCH//Radiohobby. พ.ศ. 2543 ฉบับที่ 1 น.8 10.
- Petrov A. ระบบขับเคลื่อนไฟฟ้าซุปเปอร์เชิงเส้นที่มีความสามารถในการรับน้ำหนักสูง // Radioamator พ.ศ. 2545 ลำดับที่ 4. ค.16.3.
- Dorofeev M. Mode B ในเครื่องขยายกำลัง AF//วิทยุ พ.ศ. 2534 ลำดับที่ 3. น.53 56.
- Petrov A. การปรับแต่งการควบคุมระดับเสียงของแอมพลิฟายเออร์ "Lorta 50U 202S" // Radioamator พ.ศ. 2543 ฉบับที่ 3. ป.10
